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《系统与芯片ESD防护的协同设计》 —2.4 ESD应力的瞬态波形表征

华章计算机 发表于 2019-11-23 19:58:20 11-23 19:58
华章计算机 发表于 2019-11-23 19:58:20 2019/11/23
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【摘要】 本节书摘来自华章计算机《系统与芯片ESD防护的协同设计》一书中第2章,第2.4.1节,作者是[美]弗拉迪斯拉夫·瓦什琴科(Vladislav Vashchenko) [比]米尔科·肖尔茨(Mirko Scholz),韩雁 丁扣宝 张世峰 译。

2.4 ESD应力的瞬态波形表征

  虽然TLP表征和ESD脉冲的合格水平测试是实际设计中最常用的手法,但不同瞬态脉冲的波形分析常常能揭示另外有用的信息,这有助于调试和优化不同的ESD解决方案。例如,使用HBM脉冲的电流和电压波形捕获技术,通过在整个HBM时间域上绘制瞬时I(t)-V(t)图,可以重建类似于HBM I-V特性的相图(图2.34)。

  对这样的I-V特性相图进行分析,揭示了表示器件导通的区域、峰值电流附近的振荡和在剩余1 500 ns HBM 脉冲放电期间内的一个稳定的单调部分。前两个区域表示ESD应力下的器件瞬时行为,而后一个表示器件的准静态脉冲操作。

  可进行类似的分析,以表示系统级脉冲的瞬态特性。为达到这一目标,必须考虑几个重要问题。它们与所要求的波形捕获校准程序、特定的钳位动作和装置自身有关。本节将讨论这些问题。

 

图2.34 在HBM应力等级为1 kV时从ESD 二极管捕获的电压V(t)和电流I(t)波形以及绘制的

HBM I(t)-V(t)相图

2.4.1 ESD 波形校准

  本节描述了HBM测试仪校准程序的一个实例。该方法也可用于其他的两引脚元器件级测试,比如MM和HMM。

  标准HBM脉冲上升时间约为2~10 ns时,电压和电流波形测量对装置的寄生元素非常敏感(图2.35)。探针针尖和测试装置带来的寄生元素导致电流峰值附近至线性区域的额外压降。它们必须采用适当的校准程序予以消除。通常用作电流探针的电流转换器的带宽有限(多在

25 kHz~2 GHz),这导致测得的电流波形的下降部分会有失真。

 

图2.35 HBM在片测试装置,标明了寄生测试电容CHBM、寄生测试电感LHBM、

板电容CB、探针电阻RS和探针电感LS

  为了去除电流变换器的这一低频失真,需要确定电流变换器的传输函数TF,以便从测量到的电流ICT中计算真实的电流Icorr。

      Icorr = TF·ICT     (2.1)

  这对应一个反卷积问题。如果系统的传输函数已知的话,未知输入信号是从测量的输出信号中计算得到的。该方法允许提取传输函数TF、探针寄生电阻Rp和电感Lp。在给定的电阻负载RL和短路条件下,得到HBM电压VCL和电流ICT波形,可从计算中得到提取值(图2.36)。

 

图2.36 HBM校准装置,标明了修正的“真实”电流Icorr、电流转换器测量的畸变电流ICT、测得的电压VCL、修正的“真实”电压Vcorr、探针寄生电感LP、探针寄生电阻RP和校准负载RL

  测量的电压VCL和电流ICT实时校准并变换到频率域,得到电流转换器传输函数的两个表达式:一个是负载RL情况下测量的(见式2.2),一个是短路情况下测量的(见式2.3)。

             (2.2)

             (2.3)

             (2.4)

  其中,ZP是探针阻抗。这两个传输函数是相同的,因为它们是用同一电流转换器以及在同一装置上得到的:

             (2.5)

  从式(2.5),得到ZP为

             (2.6)

  对于典型的晶圆级测量装置,每根探针提取的串联电阻RP是0.5~0.8 Ω,电感LP是10~15nH。最后,将式(2.6)代入式(2.2)或式(2.3)中,可解出TF。为得到通过DUT的真实电流,将测得的电流波形IDUTmeas转换进频率域,并乘以传递函数TF(见式2.7)。校正后的DUT上的电压波形用式(2.8)计算。

             (2.7)

             (2.8)

  由于高频率的信号谱功率有限,式(2.2)和式(2.3)的分子和分母非常小。其结果是在高频率处的值不切实际,必须在IFFT运算前去除掉。为减小噪声水平,需要对得到的数据进行额外过滤。修正的电流和电压波形转换进时间域。校准数据与预充电电压无关。校准仅需要在全套HBM波形测量前执行一次。

  HBM测试仪对寄生的去嵌入,要求对每一个捕获的电压和电流波形都应用校准数据。此外,需要对数据进行过滤,去除由于对数据的FFT/IFFT运算而增加的噪声。作为校准程序的另一种选择,电压可以在Kelvin装置中捕获[38]。该装置(图2.37)的优点在于,使用第二对探针直接在DUT上测量电压。由于应力电流有单独的路径,寄生压降不会干扰电压测量,这样就不需要校准了。

 

图2.37 使用直接电压V2测量的ESD在片测试装置的电路图,包括带有可选Kelvin装置的寄生,

其中RS和LS是探针电阻和探针电感,V1代表标准电压测量

  有或没有采用Kelvin技术,最大电压对峰值电压的应力等级依赖性的对比是很明显的(图2.38a,图2.38b),噪声也少些。它也可进一步用于验证校准程序的有效性(图2.38c)。

 

图2.38 将Kelvin方法应用于低压触发SCR器件的测量 a)最大电压与HBM应力等级的关系

b)1 kV HBM 应力下电压波形 c)与校准/去嵌入结果的比较

  此外,可以对电流转换器的频率响应进行改进,以提高其带宽。改变电流探针的传输函数可以显著简化校准程序。感应电流探针的频率下限可改变至测量可接受的水平。ESD测量装置通常使用的感应电流转换器的等效电路,包括自感和终端电阻(通常50 Ω)(图2.39)。形成的L-R滤波器有较低的频率限制,可通过在电流转换器和示波器的输入间增加一个低值并联电阻来进一步

降低[45]。

  例如,对Tektronix 电流转换器CT-6,增加一个5 Ω电阻与其并联,带宽的下限从250 kHz(数据表)降低到了约40 kHz(图2.40),这明显影响了测量的电流波形。结果,电流波形的负电流部分大大减少(图2.41)。

  修正电流探针的主要好处是HBM测试仪校准工作量的减少。如果修正的电流探针与Kelvin装置一起使用,则在HBM应力期间测量电压和电流波形时,不需要HBM校准。从而不需要对测量数据进行FFT,并防止了测量数据噪声的增加。

  一旦波形捕获装置准备好了,瞬态特性的测量就可用于ESD解决方案的比较分析。作为驱动电路设计的一个功能,低压SCR局部钳位操作的例子可以体现出这样的应用。该钳位设计包括一个二极管触发SCR器件。为评估钳位性能,增加一个nMOS晶体管,作为与钳位并联的栅监控器件(图2.42)。

  为比较分析,可使用三种不同变化的钳位设计A、B和C[44]。A类代表基线钳位,由SCR器件和宽度较小的参考二极管组成。二极管仅控制SCR N型基区较小的本地阳极-G2结(图2.42)。因此,二极管下拉电路局部地触发SCR,预计导通延迟会提供较大的钳位电压过冲。B类代表导通速度的提高。这可以通过较宽的触发二极管来实现,以控制与阳极-G2端相接的SCR N型基区结的整个宽度[47]。

 

图2.42 具有并联栅监控的二极管触发可控硅整流器原理图

  最后,导通速度的进一步提高是在C类版本中实现的,低边参考电路中,传统浅沟槽隔离(STI)的二极管被多晶硅二极管所替代。由于多晶硅二极管的导通性能比STI二极管好,SCR触发速度预计是三种类型中最好的。

  为突出波形捕获分析值的信息价值,也对所有三种钳位类型在没有栅监控器下的行为进行了TLP测量。正如预期的,TLP I-V特性中没有观察到三种钳位类型的差别。在TLP I-V曲线和HBM I-V 曲线的线性部分之间存在着明显的匹配。每种钳位的TLP特性都与A类的TLP I-V曲线(图2.43)类似。当连接了栅监控器后,记录到最大TLP电流的不同,证明了C类的钳位性能最佳。

  这一事实指向了电压过冲的关键角色是破坏了nMOS器件的栅氧化层。通过交叠校准的HBM 相I-V特性(图2.43)可以显现出这一效应。与TLP I-V曲线不同,在HBM I-V图中可以看到电压过冲。

  三种钳位设计类型的HBM I-V特性的比较表明电压过冲的预期水平随钳位设计的不同而不同(图2.44)。A类器件最慢,提供最大的过冲电压。A类DTSCR钳位和栅极监视器的组合在约1.9 kV HBM处失效。

  B类设计较快的导通速度使得连接栅极监控器时的HBM通过水平增加到2.6 kV。最后,具有多晶硅参考二极管的C类钳位实现了最大程度的性能提高。由于导通最快,它产生的过冲最低。这将导致在栅极监控实验中,增加约4.6 kV HBM的鲁棒性。

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